Исследование PSpice-моделей аналоговых радиоэлементов. Энциклопедия радиоэлектроники и электротехники

Энциклопедия радиоэлектроники и электротехники / Микроконтроллеры

 Комментарии к статье

В своей статье ("PSpice-модели для программ моделирования" в "Радио" № 5-8 за 2000 г.) автор рассказал о правилах построения моделей аналоговых компонентов для программ моделирования, базирующихся на языке PSpice. Предлагаемая статья продолжает эту тему. Она посвящена методам исследования PSpice-моделей и способам построения моделей компонентов для диапазона СВЧ. Это весьма важно, поскольку только использование достоверных моделей компонентов позволяет получать адекватные результаты моделирования.

Рано или поздно каждый радиолюбитель приходит к выводу: прежде чем установить радиоэлемент на плату при изготовлении устройства, предварительно следует проверить его исправность. Это убережет в дальнейшем устройство от выхода из строя после подачи питания или от длительных поисков причины его неработоспособности. На промышленных предприятиях с этой целью организуют частичный или полный входной контроль радиоэлементов, что гораздо проще, чем содержать многочисленный штат высококвалифицированных и высокооплачиваемых наладчиков аппаратуры.

Аналогичным должен быть подход и при моделировании электронных схем. Использование непроверенных моделей приводит к напрасным тратам времени на разглядывание графиков, не имеющих ничего общего с действительностью. При этом можно сделать ложный вывод о работоспособности или о неработоспособности устройства и принять неверное решение. Поэтому и здесь должен быть организован входной контроль. В дальнейшем это окупится экономией времени и достоверностью результатов моделирования.

Источниками для пополнения личных библиотек могут быть модели, включенные в библиотеки используемого пакета программ моделирования, из библиотек других, но совместимых программ моделирования, - модели, в изобилии представленные в Интернете на сайтах фирм разработчиков программ моделирования и производителей электронных компонентов, опубликованные в печатных изданиях, и модели собственной разработки. При этом об их качестве можно только догадываться. Перед тем как пользоваться этими моделями, их желательно протестировать. Именно при таком подходе возникает доверие к получаемым результатам. Становится понятным - что может быть, а чего быть не может.

В предлагаемой статье описаны некоторые методы тестирования моделей дискретных аналоговых радиоэлементов, приведены схемы измерения и тексты заданий на моделирование в формате PSpice. Задания настроены на конкретные модели радиоэлементов, тестирование которых описано в статье. Если предполагается тестировать какие-либо другие элементы, программы следует доработать. Это несложно. Как правило, все доработки сводятся к замене пределов изменения токов, напряжений, времени анализа, выбору нагрузки, установки требуемого режима модели компонента по постоянному току. Если к этому подойти творчески, некоторые тесты можно использовать для разработки новых тестов для других моделей, в том числе и сложных макромоделей.

ИЗМЕРЕНИЕ ВРЕМЕНИ ОБРАТНОГО ВОССТАНОВЛЕНИЯ ДИОДА

Чтобы оценить динамические свойства модели диода, следует измерить время его обратного восстановления. Сделаем это на примере модели выпрямительного диода КД212А. Известно, что после изменения полярности напряжения, приложенного к реальному диоду с прямого на обратное, он закрывается не мгновенно, а с некоторой задержкой. При этом через диод в обратном направлении в течение некоторого времени может протекать большой ток. Для КД212А по справочнику [1] гарантируется время обратного восстановления при Uобр=200 В, Iпр=2 А, не более 300 нс.

Теперь проверим модель этого диода. Создадим условия измерений близкими к тем, при которых приведены параметры диода КД212А в справочнике. Для этого подадим на модель диода (рис. 1, табл. 1) разнополярный импульс напряжения амплитудой 200 В через резистор сопротивлением 100 Ом.

Запустим процесс моделирования и посмотрим, как будет изменяться ток диода (рис. 2).

Действительно, на графике имеется характерный выброс тока в обратном направлении. Его длительность и есть время обратного восстановления. Пик тока при включении диода объясняется перезарядкой его барьерной емкости. Ток модели диода измерен в амперах, а напряжение - в сотнях вольт. Для того чтобы на одном графике построить две кривые (ток и напряжение), следует напряжение поделить на 100 средствами графического процессора. Из графиков видно, что время обратного восстановления составляет примерно 33 нc. Результаты соответствуют действительности, хотя время обратного восстановления гораздо меньше паспортного 300 нc.

Здесь, в общем-то, ярко проявляется проблема использования информации из отечественных справочников для построения моделей. Как правило, все параметры, заданные либо "не более", либо "не менее", для построения математических моделей использовать нельзя, поскольку они отражают в основном желание разработчиков перестраховаться. Поэтому лучше стараться пользоваться моделями, созданными фирмами-производителями, или проводить какие-то самостоятельные измерения.

Если этот диод используют, например, в выпрямителе, то наличие подобных выбросов приводит к повышению коммутационных помех. Обычно с этим борятся, подключая параллельно диоду шунтирующий конденсатор (рис. 3).

Посмотрим, что это дает (рис. 4).

Видно, что ситуация меняется, но не кардинально. Очевидно, что провал при переключении в прямое состояние связан с перезарядкой конденсатора С1. Задание на моделирование (табл. 2) составлено из двух, включенных друг за другом.

Второе задание - просто копия первого, в которое затем добавлен конденсатор С1, включенный параллельно диоду. Так удобно делать, поскольку все графики после расчета будут показаны одновременно.

ВОЛЬТ-ФАРАДНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ МОДЕЛИ ВАРИКАПА

Еще одна важная характеристика диода - зависимость емкости р-n перехода от приложенного в обратном направлении напряжения. Для таких приборов, как варикапы, это основная зависимость. Построим вольт-фарадную характеристику для модели варикапа 2В104А. Подадим на модель диода (рис. 5) линейно увеличивающееся со скоростью 10 В/мкс напряжение амплитудой 50 В, приложенное в обратном направлении. При этом р-n переход будет закрыт, а ток через диод, из-за очень большого обратного сопротивления, практически будет чисто емкостным и определится уравнением lд=CдV'(t), где V'(t) - скорость увеличения напряжения (10 В/мкс=107 В/с).

Решим это уравнение относительно Сд, получим Сд=Iд/V'(t).

Отсюда получим формулу для емкости диода: Сд=Iд/107.

Или окончательно, с учетом размерности, Сд(пФ)=0,1Iд(мкА).

Составим и запустим задание на моделирование (табл. 3), затем посмотрим, как будет изменяться ток диода от времени (рис. 6).

Ток будет очень малым, и чтобы увидеть его одновременно с напряжением, его значения следует умножить средствами графического процессора на 1000. Поскольку зависимость приложенного напряжения от времени линейная, заменим по оси X время на напряжение источника V1. Затем поделим значения тока на 10. В результате получим вольт-фарадную характеристику диода (рис. 7), где по оси значение тока в микроамперах будет численно равно емкости диода в пикофарадах.

В справочнике [1] указано, что при обратном напряжении 4 В емкость варикапа находится в интервале от 90 до 120 пФ. По графику для модели получаем 108 пФ. А это говорит о том, что исследуемая модель по этому параметру соответствует свойствам реального варикапа.

ХАРАКТЕРИСТИКИ НАСЫЩЕНИЯ МОДЕЛИ БИПОЛЯРНОГО ТРАНЗИСТОРА

При разработке бесконтактных коммутаторов важно знать характеристики режима насыщения транзистора. Эти параметры - определяющие для выбора переключательного транзистора в импульсных преобразователях и устройствах коммутации нагрузки.

Чтобы подобное устройство обладало высоким КПД. коммутирующий транзистор должен находиться либо в состоянии "Полностью открыт", либо "Полностью закрыт" и как можно быстрее переключаться из одного состояния в другое. В состоянии "Полностью открыт" транзистор должен быть насыщен. Рассеиваемая на нем мощность определяется произведением тока коллектора на напряжение насыщения участка коллектор- эмиттер при заданном токе коллектора плюс некоторая дополнительная мощность, определяемая током базы, который требуется для поддержания транзистора в состоянии насыщения. Она равна произведению напряжения насыщения базы на ток базы. Иногда дополнительная мощность, затрачиваемая на управление транзистором, весьма значительна. Это является существенным недостатком биполярных транзисторов.

В справочниках напряжение насыщения трактуется неоднозначно. Обычно его указывают при определенном токе базы и коллектора или приводят графики напряжения насыщения (Uкэнас и Uбэнас) от тока базы при фиксированном токе коллектора или строят зависимости Uкэнас и Uбэнас от тока коллектора при коэффициенте насыщения Кнас=10 для маломощных транзисторов (для мощных - Кнас=2).

Построим зависимость напряжения насыщения коллектор-эмиттер и база-эмиттер от тока базы для модели мощного биполярного транзистора КТ838А, широко используемого в импульсных источниках вторичного электропитания, параметры которых в значительной мере зависят от качественных показателей коммутирующего транзистора. В справочнике [2] приведены его параметры: Uбэнас (при Iк=4,5 А; Iб=2 А) - не более 1,5 В; Uкэнас (при Iк=4,5 А; Iб=2 А; Т=+25 °С) - не более 1,5 В; Uкэнас (при Iк=4,5 А; Iб=2 А; Т=-45 °С и Т=+100 °С) - не более 5 В.

Пользуясь схемой измерения (рис. 8, табл. 4), рассчитаем эти зависимости.

Полученные результаты (рис. 9) не противоречат справочным данным. Очевидно, что резкий рост напряжения коллектор-эмиттер с уменьшением тока базы обусловлен выходом транзистора из режима насыщения.

Теперь построим зависимость напряжения насыщения коллектор-эмиттер и база-эмиттер моделей мощных биполярных транзисторов КТ838А и более современного КТ8121А2 от тока коллектора при фиксированном коэффициенте насыщения, равном двум. В справочнике [2] для транзистора КТ838А, к сожалению, такой характеристики нет, зато есть для КТ8121А2. Сравним модели транзисторов по этому показателю.

Используя схему измерения (рис. 10), примем отношение тока коллектора к току базы равным двум, используя для этого зависимый источник тока, управляемый током F1 с коэффициентом передачи 0,5.

Управляющим будет ток через источник напряжения V1 с нулевым напряжением (это требование PSpice). Варьируя ток источника I1 в интервале от 0,1 до 10 А (а значит, ток базы от 0,05 до 5 А), рассчитаем, как будет изменяться напряжение на базе и коллекторе транзистора. Воспользуемся для этого возможностями директивы .DC.

Задание на моделирование (табл. 5) состоит из двух, включенных последовательно друг за другом, для транзистора КТ838А и КТ8121А2. При этом характеристики обоих приборов появятся одновременно на одном экране (рис. 11).

Из графиков видно, что транзистор КТ8121А2 обладает лучшими характеристиками в режиме насыщения, чем КТ838А. При токе коллектора 4,5 А напряжение насыщения коллектор-эмиттер КТ838А - около 2,1 В, а КТ8121А2 - примерно 0,5 В. Таким образом, для построения мощных коммутаторов предпочтительнее применять транзистор КТ8121А2, поскольку на нем будет рассеиваться меньшая мощность.

ВОЛЬТ-АМПЕРНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ МОДЕЛИ МОЩНОГО ПОЛЕВОГО ТРАНЗИСТОРА

В различных печатных источниках и в Интернете в изобилии приведены таблицы аналогов отечественных и импортных транзисторов. Возникает вполне очевидный вопрос - а можно ли воспользоваться моделями аналогов, присвоив им имена отечественных транзисторов? В табл. 6 приведены импортные аналоги мощных полевых транзисторов. Эта таблица хороша тем, что модели многих аналогов можно найти в библиотеках OrCAD-9.2. Подобные транзисторы в основном применяют в импульсных источниках питания телевизоров, видеомагнитофонов, мониторов.

Автора заинтересовал транзистор КП805А, поскольку в блоке питания его телевизора SONY KV-E2541 вышел из строя транзистор BUZ90. Попробуем сравнить хотя бы примерно основные параметры КП805А с характеристиками моделей импортных аналогов из таблицы. Модель транзистора MTP6N60E удалось найти на сайте фирмы tntusoft, модель транзистора BUZ90 обнаружена в библиотеке siemens.lib, а транзистора IRFBC40 - в библиотеке pwmos.lib. Несмотря на то что транзисторы представлены в таблице как аналоги, их модели выглядят весьма по-разному.

Модели транзисторов MTP6N60E и BUZ90 представлены весьма сложными макромоделями (рис. 12, рис. 13), а модель транзистора IRFBC40 - самая простая, построена на основе встроенной модели. Посмотрим, заодно, как это отразится на их параметрах.

(нажмите для увеличения)

Сначала построим семейство выходных вольт-амперных характеристик моделей этих транзисторов, включенных по схеме с общим истоком (рис. 14).

Выходная характеристика полевого транзистора - зависимость тока стока от напряжения на стоке при фиксированном напряжении на затворе. Семейство выходных характеристик образуется, если построить графики для нескольких значений напряжения на затворе. Составим задание на моделирование (табл. 7) и запустим его. При вариации напряжения на затворе кривая будет характерным образом изменяться (рис. 15 - 17), образуя семейство выходных параметров.

Для построения характеристик разных транзисторов следует манипулировать знаком "*" (звездочка) в программе в строках подключения моделей транзисторов. Сравнивая зависимости, можно отметить, что модель транзистора MTP6N60E обладает меньшим усилением (по крайней мере, в два раза) и отражает явление электрического пробоя при заявленном напряжении Ucи max=600 В, а в модели транзистора IRFBC40 явление электрического пробоя не проявляется. В смысле учета явления электрического пробоя первая модель больше соответствует действительности. Однако утверждатъ, что модели этих транзисторов дают близкие характеристики, пока рано. Единственно, что у них совпадает, при заявленном токе Iс=6 А и напряжении U3и=10 В значения их напряжения сток-исток приблизительно равны, составляя для MTP6N60E приблизительно 5,6 В, а для IRFBC40 - около 5,8 В.

Модель транзистора BUZ90 из библиотеки siemens.lib, видимо, не очень удачная и нормально просчитывается при изменении напряжения на стоке только до 100 В. Если расширить интервал свыше 120 В, получить нормальные выходные характеристики (рис. 17) не удается, а процесс расчета сильно затягивается во времени. И это несмотря на то, что модель входит в фирменную библиотеку siemens.lib, которая поставляется вместе с дистрибутивом OrCAD. Применение такой модели в дальнейшем может привести к проблемам с получением результатов. Фирменным библиотекам принято верить, поэтому объяснить поведение моделируемого устройства будет непросто. Отсюда напрашивается вывод, что любую модель, даже из надежного источника, прежде чем использовать, необходимо обязательно тестировать.

Построим теперь переходные характеристики транзисторов MTP6N60E, IRFBC40, BUZ90. Схема измерения показана на рис. 14, а задание на моделирование - в табл. 8.

(нажмите для увеличения)

Продифференцируем эти зависимости и получим графики изменения крутизны (рис. 18 - 20).

При токе 2 А имеем S(MTP6N60E)=3000 мА/В; S(IRFBC40)=2040 мА/В; S(BUZ90)=2050 мА/В. По справочнику [2] у КП805А крутизна характеристики 2500 мА/В. Значения вроде бы близкие. Но это только в одной точке!

Какие выводы из этого можно сделать? Если судить по вольт-амперным характеристикам моделей транзисторов MTP6N60E, IRFBC40, BUZ90, трудно предположить, что это одинаковые приборы. Однако реальный опыт замены при ремонте аппаратуры подтверждает их взаимозаменяемость в импульсных источниках питания. Что касается использования моделей аналогов в качестве модели отечественного транзистора КП805А, то делать этого напрямую нельзя, поскольку налицо значительная разница в их вольт-амперных характеристиках.

Модели транзисторов MTP6N60E и IRFBC40 оказались работоспособными и, в общем-то, отражают свойства некоторых типичных по параметрам мощных МОП-транзисторов и пригодны для моделирования. Именно их модели, как наиболее удачные, можно в дальнейшем использовать в качестве прототипов для создания моделей отечественных полевых транзисторов. Наиболее простой путь - это подбор параметров модели с последующим тестированием и сравнением с характеристиками реального прибора из надежного справочника. Простую модель КП805А (используя модель IRFBC40 как прототип) можно создать с помощью программы PART MODEL EDITER, входящей в состав пакета OrCAD. А если еще в ней подключением диода учесть электрический пробой, получится вполне "работоспособная" модель.

ЗАВИСИМОСТЬ СОПРОТИВЛЕНИЯ КАНАЛА МОДЕЛИ ПОЛЕВОГО ТРАНЗИСТОРА ОТ НАПРЯЖЕНИЯ НА ЗАТВОРЕ

По аналогии с предыдущим примером построим выходные вольт-амперные характеристики транзистора КП312А (рис. 21, табл. 9). Из графиков видно, что полевые транзисторы имеют область управляемого сопротивления, весьма симметричную относительно нуля при малом напряжении на стоке |Uси |<|Uси нас | /2.

Каналы полевых транзисторов ведут себя практически как линейные резисторы, сопротивление которых зависит от напряжения на затворе. Если полярность напряжения на стоке поменять, линейность резистора не нарушается. Поэтому на полевом транзисторе можно реализовать переменный электрически управляемый резистор, работающий на постоянном и переменном токе. Это интересное свойство часто используют в различных системах автоматического регулирования. Однако следует помнить, что для полевых транзисторов с управляющим р-n переходом должно выполняться условие |Uзи|<|Uси |+0,5 В. Иначе при воздействии обратного стокового напряжения участок управляющего р-n перехода возле стока окажется настолько открытым, что в стоковой цепи потечет значительный прямой ток затвора, нарушающий линейность резистора. Прямое напряжение на кремниевом p-n переходе, не превышающее 0,5 В, не создает значительного прямого тока.

В связи с этим представляет интерес зависимость сопротивления канала транзистора от напряжения на затворе. Построим ее. Особенность подобного эксперимента состоит в том, что график зависимости сопротивления канала полевого транзистора вывести непосредственно на экран графического постпроцессопа PSpice нельзя, но можно получить его электрический эквивалент. Чтобы получить сопротивление, необходимо поделить напряжение на стоке на ток стока RDS=UD(J2)/ID(J2). Этот метод является универсальным, и его допустимо использовать для измерения сопротивления в других моделях, в том числе и макромоделях. Таким образом, понадобится делитель напряжения с функцией А/В и преобразователь тока в напряжение.

Теперь составим схему измерения (рис. 22). Преобразователь ток-напряжение, выполненный на основе источника напряжения, управляемого током Н1 (ИНУТ), подключим измерительным входом параллельно источнику нулевого напряжения, который включен в цепь стока полевого транзистора. Это требование PSpice при измерении тока. Изменяя напряжение на затворе (источник напряжения V1) и задавая различные значения напряжения на стоке (источник напряжения V3), получим соответствующее семейство характеристик сопротивления канала полевого транзистора КП312А (выход делителя напряжения А/В).

При составлении задания на моделирование (табл. 10) оформим делитель (рис. 23) в виде отдельной макромодели .SUBCKT DIVIDE А В А/В, где А и В - входы делителя; А/В - его выход. Это позволит в дальнейшем многократно использовать делитель в различных экспериментах.

Измерение сопротивления будем проводить в режиме анализа переходных процессов по директиве .TRAN. При этом пропорционально времени будет увеличиваться напряжение источника V1 и, соответственно, ток стока транзистора. Напряжение на стоке по директиве .STEP V3 LIST -0.5 0.5 1 1.5 2 будет изменяться согласно указанному в ней списку в области управляемого сопротивления (см. рис. 21).

Напряжение стока подадим на вход А делителя, а напряжение с выхода ИНУТ, пропорциональное току стока, - на вход В. На выходе делителя получим напряжение, пропорциональное сопротивлению канала полевого транзистора. При этом напряжение в вольтах соответствует сопротивлению в омах, а в киловольтах - сопротивлению в килоомах.

Запустив задание на моделирование, получим требуемое семейство характеристик (рис. 24).

Из графиков видно, что сопротивление канала увеличивается по мере того, как напряжение на затворе приближается к напряжению отсечки, которое для этой модели равно -5 В. И это понятно, ведь транзистор закрывается. В интервале от 0 до -1,5 В можно выделить относительно линейный участок изменения сопротивления. Напряжение на стоке тоже влияет на сопротивление канала, с увеличением стокового напряжения оно растет. Это хорошо согласуется с теоретическими и практическими характеристиками полевых транзисторов [3, 4]. В некоторых справочниках вместо графиков сопротивления приводят зависимости проводимости. Очевидно, если поменять местами входы А и В делителя, то получим графики проводимости.

ЗАВИСИМОСТЬ СОПРОТИВЛЕНИЯ КАНАЛА МОДЕЛИ ПОЛЕВОГО ТРАНЗИСТОРА ОТ ТОКА СТОКА

Пользуясь предыдущим экспериментом, построим зависимости сопротивления канала модели полевого транзистора от тока стока. Составим соответствующую схему измерения (рис. 25). Здесь все то же самое, что и в предыдущем случае, только в цепь стока включим источник линейно нарастающего тока I1.

Измерение сопротивления проводим в режиме анализа переходных процессов по директиве .TRAN. При этом пропорционально времени будет увеличиваться ток источника тока I1 и, соответственно, ток стока полевого транзистора. Разумеется, будет изменяться и напряжение на стоке. Подадим напряжение стока на вход А делителя, а напряжение с выхода ИНУТ, пропорциональное току стока, - на вход В. На выходе делителя получим напряжение, пропорциональное сопротивлению канала полевого транзистора. Напряжение в вольтах соответствует сопротивлению в омах, а в киловольтах - сопротивлению в килоомах.

Запустив задание на моделирование (табл. 11), получим кривые (рис. 26) - это и есть искомый результат.

Из графиков видно, что с ростом закрывающего напряжения на затворе полевого транзистора сопротивление канала увеличивается, очевидно, так и должно быть. При этом в интервале напряжения на затворе от 0 до -0,5 В оно практически не зависит от напряжения на стоке, таким образом, канал полевого транзистора при таких условиях ведет себя как линейный резистор.

ШУМОВЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ПОЛЕВОГО ТРАНЗИСТОРА

При проектировании усилительных устройств важно учитывать шумовые свойства компонентов, поскольку после усиления необходимо получить хорошее соотношение сигнал/шум. Известно, что основной вклад в шумы вносят активные элементы. Шумы усилительного устройства получатся малыми, если в первой ступени установлен наименее шумящий активный прибор. Часто для этих целей используют полевые транзисторы.

Собственные шумы полевого транзистора условно можно разделить на тепловые, избыточные и дробовые. Тепловой шум вызван хаотическим движением носителей заряда, создающих флуктуации тока и напряжения. На средних рабочих частотах полевого транзистора этот источник шума является основным.

Избыточный шум (или 1/f-шум) доминирует в области низких частот, его интенсивность возрастает примерно обратно пропорционально частоте. Источник этого шума - произвольные локальные изменения электрических свойств материалов и их поверхностных состояний. Он в сильной степени зависит от совершенства технологии и качества исходных материалов, но полностью принципиально не устраним. У современных полевых транзисторов с управляющим р-n переходом избыточный шум превышает тепловой только на частотах меньше 100 Гц, у МДП-транзисторов он более интенсивен и начинает заметно проявляться с частот, меньших 1 ...5 МГц.

Дробовый шум создается током утечки затвора. У полевых транзисторов он относительно мал, поэтому его обычно не учитывают, однако на высоких частотах, когда емкость затвора начинает играть существенную роль, он может быть заметен.

Приведем пример сравнения шумовых свойств моделей полевых транзисторов с управляющим p-n переходом: японского J2N3824 и отечественного КП312А. В схеме измерения (рис. 27) транзистор включен с общим истоком и работает на нагрузку сопротивлением 1 кОм.

Используя возможности директив .АС и .NOISE, составим задание на моделирование (табл. 12), с помощью которого рассчитаем спектральную плотность выходного шумового напряжения Su вых(f), В2/Гц.

Из графиков (рис. 28) видно, что транзисторы близки по шумовым свойствам, следовательно, с этой точки зрения транзистор КП312А полноценная замена J2N3824.

При расчете уровня внутреннего шума имена выходных переменных имеют стандартный вид:

• INOISE - эквивалентный уровень шумового напряжения или тока на входе, равный (Sвх экв(f))1/2;
• ONOISE - уровень напряжения шума на выходе, равный (Su вых(а))1/2;
• DB(INOISE) - эквивалентный уровень шумового напряжения или тока на входе в децибелах;
• DB(ONOISE) - уровень напряжения шума на выходе в децибелах.

В программе Probe корень квадратный из спектральной плотности напряжения и тока внутреннего шума выводится в виде V(INOISE), I(INOISE), V(ONOISE).

Для того чтобы обе кривые построить на одном графике, проще всего в задание на моделирование поставить два задания друг за другом простым копированием через буфер и подставить в каждую часть имя интересующей модели.

ВЫХОДНЫЕ ВОЛЬТ-АМПЕРНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ БСИТ

МОП-транзисторы имеют характеристики, близкие к идеальным, для коммутатора, в качестве которых их широко используют. Однако в современных устройствах преобразования энергии требования к коммутаторам очень жесткие. Они должны работать на высокой частоте, при большом токе, быть экономичными. Главный недостаток МОП-транзисторов - относительно малое допустимое напряжение сток-исток. Кроме этого, сопротивление открытого транзистора возрастает пропорционально квадрату этого напряжения. У лучших экземпляров мощных высоковольтных полевых транзисторов напряжение насыщения при номинальном токе достигает нескольких вольт, соответственно, они рассеивают большую мощность. В этом отношении биполярные транзисторы значительно превосходят полевые.

Конечно, возникла идея объединить свойства этих приборов в одном корпусе. В результате был создан биполярный транзистор с МОП управлением, названный IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor - биполярный транзистор с изолированным затвором). В отечественной литературе его называют БСИТ - биполярный статически индуцированный транзистор.

Структурно БСИТ представляет собой биполярный транзистор, которым управляет низковольтный МОП-транзистор (рис. 29). В результате получен прибор, соединяющий достоинства полевых и биполярных транзисторов. У БСИТ практически отсутствует входной ток, они имеют отличные динамические характеристики до частот 20...50 кГц. Потери в них растут пропорционально току, а не квадрату тока, как у полевых транзисторов. Максимальное напряжение на коллекторе БСИТ ограничено только технологическим пробоем.

Сегодня выпускают БСИТ на номинальное напряжение 2000 В и более. При номинальном токе напряжение насыщения у них не превышает 2...3 В. В табл. 13 приведены электрические характеристики некоторых распространенных БСИТ транзисторов, и для сравнения в последней строке приведены параметры мощного полевого транзистора BUZ384.

Построим семейство выходных характеристик моделей биполярного статически индуцированного транзистора APT30GT60 и мощного полевого транзистора BUZ384:

На рис. 30, 31 показаны схемы измерения, а в табл. 14, 15 приведен текст задания на моделирование. Напряжение на затворе транзисторов - параметр, образующий семейство ВАХ. Его изменяют в интервале от 4,5 до 6 В с шагом 0,5 В, а напряжение на коллекторе (и, соответственно, стоке) - в пределах от 0 до 50 В.

В результате получим выходные характеристики модели БСИТ APT30GT60 (рис. 32) и модели полевого транзистора BUZ384 (рис.33).

Графики показывают, что модели действительно отражают свойства реальных приборов и демонстрируют превосходство БСИТ над полевыми транзисторами, когда оба прибора работают в переключательном режиме. Так при токе 10 А напряжение насыщения для БСИТ APT30GT60 - примерно 2,4 В, а у полевого транзистора BUZ384 - 5,6 В. Значения отличаются примерно в 2,3 раза, соответственно, в открытом состоянии при токе 10 А транзистор APT30GT60 будет рассеивать в 2,3 раза меньшую мощность.

ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛЬНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ БСИТ

Нередко биполярные статически индуцированные транзисторы используют для работы в переключательных режимах. Проверим (рис. 34), как он работает с индуктивной нагрузкой.

На вход подадим трапецеидальный импульс с крутым фронтом и пологим спадом. Задание на моделирование приведено в табл. 16, а результаты показаны на рис. 35.

Полученные графики лишний раз подтверждают, что транзистор, работающий на индуктивную нагрузку, следует выбирать с запасом по напряжению.

СОЗДАНИЕ СВЧ МОДЕЛЕЙ КОМПОНЕНТОВ

PSpice-модели электронных компонентов можно условно разделить на статические и динамические, низкочастотные и высокочастотные, для малого и большого сигналов. Подобная классификация позволяет организовать иерархический ряд моделей, отличающихся вычислительными затратами и допускающими переход от одной модели к другой в процессе моделирования. Очевидно, что наиболее точная и универсальная в таком ряду-динамическая высокочастотная модель большого сигнала.

Динамические модели большого сигнала описываются нелинейными уравнениями и требуют повышенных затрат машинного времени при расчете. В PSpice такие модели используют в основном для расчета режимов по постоянному току и анализа переходных процессов.

Модели для малых сигналов существенно проще. Они описываются линейными уравнениями. Обычно их используют в расчетах при воздействии малых приращений сигнала, когда ВАХ прибора можно считать линейной в окрестности рабочей точки. В PSpice подобные модели применяют для расчетов в частотной области, а также расчета чувствительности и передаточных функций по постоянному току при малых сигналах.

Встроенные PSpice-модели пассивных и активных компонентов - динамические модели большого сигнала. Справедливы они для не очень высоких частот. Однако радиолюбителями уже давно освоен диапазон СВЧ, поэтому вполне логично научиться создавать модели дискретных компонентов, "работающих" на более высоких частотах - высокочастотные динамические модели большого сигнала.

Вычисления на частотах выше 100 МГц требуют учета разнообразных паразитных эффектов (индуктивность выводов, межвыводная емкость и т. д.). У дискретных резисторов небольшого сопротивления следует, прежде всего, учитывать индуктивность выводов. В первом приближении ее можно рассчитать по формуле Lв=2h[ In(4h/d)-0,75], где h и d - соответственно длина и диаметр вывода, в см, Lв - индуктивность вывода, в нГн. Часто при расчетах принимают, что погонная индуктивность выводов примерно равна 1 нГн/мм. На частотах выше 200 МГц индуктивное сопротивление выводов составляет более 10 Ом, что может оказаться существенным, если номинальное сопротивление резистора невелико. Для резисторов же большого сопротивления серьезное влияние на параметры оказывает межвыводная емкость Св. Полная высокочастотная модель дискретного резистора показана на рис. 36.

В пленочных резисторах гибридных микросхем и в диффузионных резисторах интегральных микросхем на высокой частоте следует учитывать паразитную емкость. Если диффузионный резистор изолирован р-n переходом, это - нелинейная емкость изолирующего перехода. В таком случае при повышенной температуре может потребоваться учитывать еще и обратный ток перехода. Наконец, в некоторых случаях следует учитывать еще и выпрямительные свойства перехода, если в какие-то моменты он может открываться.

Строго говоря, на высоких частотах резистор ведет себя как распределенная RC-линия. Однако использовать многосекционные модели длинных линий вряд ли целесообразно. Весьма хорошая - сосредоточенная П-образная модель (рис. 37, 38). Здесь С - полная емкость изоляции. Она разбита на два конденсатора половинной емкости. Диоды D1 и D2 - одинаковые. Площадь каждого из них равна половине площади изолирующего p-n перехода. П - вывод подложки.

В высокочастотных моделях дискретных конденсаторов следует учитывать сопротивление потерь г и индуктивность выводов Le, а в некоторых случаях, когда конденсатор используют во времязадающих цепях, - еще и сопротивление утечки Ry (рис. 39) В интегральных микросхемах конденсаторы обычно реализованы обратно смещенными р-n переходами. При их моделировании следует пользоваться моделями диодов.

В высокочастотной модели дискретной катушки индуктивности необходимо принимать во внимание активное сопротивление обмотки г и межвитковую емкость Св (рис. 40).

Встроенные модели транзисторов обычно справедливы до частот 30...100 МГц. На рис. 41 показана эквивалентная схема нелинейной высокочастотной модели биполярного транзистора. Здесь С1-C3, R1-R3 - эквивалентные емкость и сопротивление утечки между выводами транзистора. Эти элементы включают только в том случае, если транзистор выполнен в корпусе. LE0, LC0, LB0 - эквивалентная индуктивность выводов, соответственно, эмиттера, коллектора и базы. Их вычисляют по приведенной выше формуле для расчета индуктивности вывода дискретного резистора.

На частотах несколько сотен мегагерц, по крайней мере, индуктивность LE0 всегда необходимо учитывать, поскольку при большом токе сопротивление эмиттера транзистора примерно такое же или даже меньше.

LE и LB, составляющие единицы нано-генри, - индуктивность внутренних проводников, соединяющих эмиттер и базу с внешними выводами. ССЕ и ССВ - внутренняя емкость между контактными площадками, соответственно, эмиттера и базы и контактом коллектора.

Подобные эквивалентные схемы, учитывающие высокочастотные эффекты, оформляют как макромодель и применяют вместо обычных моделей компонентов. Полагаю, что читателям, знакомым со статьей "Pspice-модели для программ моделирования" в "Радио" № 5-8 за, 2000 г., не составит труда написать тексты макромоделей подобных компонентов самостоятельно. В табл. 17, в качестве примера, приведена макромодель СВЧ транзистора NE68135 фирмы CEL, справедливая до частоты примерно 5 ГГц.

Литература

1. Полупроводниковые приборы: Диоды. Справочник. Под ред. Н. Н. Горюнова. - М.: Энергоатомиздат, 1985.
2. Полупроводниковые приборы: Транзисторы средней и большой мощности. Справочник. Под ред. А. В. Голомедова. - М.: Радио и связь, 1989.
3. Игнатов А. Н. Полевые транзисторы и их применение. - М.: Радио и связь, 1984.
4. Лобачев Л. Н. Полевые транзисторы. - М.: Радио и связь, 1984.

Автор: О.Петраков, г.Москва

Смотрите другие статьи раздела Микроконтроллеры.

Читайте и пишите полезные комментарии к этой статье.

<< Назад

Последние новости науки и техники, новинки электроники:

Искусственная кожа для эмуляции прикосновений 15.04.2024

В мире современных технологий, где удаленность становится все более обыденной, сохранение связи и чувства близости играют важную роль. Недавние разработки немецких ученых из Саарского университета в области искусственной кожи представляют новую эру в виртуальных взаимодействиях. Немецкие исследователи из Саарского университета разработали ультратонкие пленки, которые могут передавать ощущение прикосновения на расстоянии. Эта передовая технология предоставляет новые возможности для виртуального общения, особенно для тех, кто оказался вдали от своих близких. Ультратонкие пленки, разработанные исследователями, толщиной всего 50 микрометров, могут быть интегрированы в текстильные изделия и носиться как вторая кожа. Эти пленки действуют как датчики, распознающие тактильные сигналы от мамы или папы, и как исполнительные механизмы, передающие эти движения ребенку. Прикосновения родителей к ткани активируют датчики, которые реагируют на давление и деформируют ультратонкую пленку. Эта ...>>

Кошачий унитаз Petgugu Global 15.04.2024

Забота о домашних животных часто может быть вызовом, особенно когда речь заходит о поддержании чистоты в доме. Представлено новое интересное решение стартапа Petgugu Global, которое облегчит жизнь владельцам кошек и поможет им держать свой дом в идеальной чистоте и порядке. Стартап Petgugu Global представил уникальный кошачий унитаз, способный автоматически смывать фекалии, обеспечивая чистоту и свежесть в вашем доме. Это инновационное устройство оснащено различными умными датчиками, которые следят за активностью вашего питомца в туалете и активируются для автоматической очистки после его использования. Устройство подключается к канализационной системе и обеспечивает эффективное удаление отходов без необходимости вмешательства со стороны владельца. Кроме того, унитаз имеет большой объем смываемого хранилища, что делает его идеальным для домашних, где живут несколько кошек. Кошачий унитаз Petgugu разработан для использования с водорастворимыми наполнителями и предлагает ряд доп ...>>

Привлекательность заботливых мужчин 14.04.2024

Стереотип о том, что женщины предпочитают "плохих парней", долгое время был широко распространен. Однако, недавние исследования, проведенные британскими учеными из Университета Монаша, предлагают новый взгляд на этот вопрос. Они рассмотрели, как женщины реагируют на эмоциональную ответственность и готовность помогать другим у мужчин. Результаты исследования могут изменить наше представление о том, что делает мужчин привлекательными в глазах женщин. Исследование, проведенное учеными из Университета Монаша, приводит к новым выводам о привлекательности мужчин для женщин. В рамках эксперимента женщинам показывали фотографии мужчин с краткими историями о их поведении в различных ситуациях, включая их реакцию на столкновение с бездомным человеком. Некоторые из мужчин игнорировали бездомного, в то время как другие оказывали ему помощь, например, покупая еду. Исследование показало, что мужчины, проявляющие сочувствие и доброту, оказались более привлекательными для женщин по сравнению с т ...>>

Случайная новость из Архива Микросхема LSM6DSO32 для MEMS-датчиков движения 17.07.2020 Компания STMicroelectronics обновила свою линейку MEMS-датчиков движения, выпустив новую микросхему LSM6DSO32, включающую трехмерный цифровой акселерометр и гироскоп. LSM6DSO32 отличается пониженным потреблением 0,55 мА при работе в режиме Performance, что позволяет точно отслеживать движение объекта даже при питании от батарейки. Микросхема имеет встроенную машину состояний, которая позволяет производить первичную обработку сигнала, снижая нагрузку на внешний микроконтроллер и общее энергопотребление. Благодаря гибким настройкам, LSM6DSO32 может распознавать следующие события - свободное падение, ориентация в пространстве по 6 осям, нажатие и двойное нажатие клавиши, распознавание типа активности и определение начала движения. Внутренние IP-блоки, обладающие незначительным энергопотреблением и высокой производительностью, реализуют функции шагомера в виде детектора шага и счетчика шагов, позволяют обнаруживать наклон и значительное движение. LSM6DSO32 определяет ускорения в диапазоне +-4/+-8/+-16+-32 g и измеряет угловую скорость +-125/+-250/+-500/+-1000/+-2000 dps. Датчик содержит 9 кбайт буферной памяти для динамического пакетирования данных. Высокая устойчивость к механическим воздействиям позволяет успешно применять LSM6DSO32 в устройствах с повышенными требованиями к надежности. LSM6DSO32 поставляется в LGA-корпусе 2,5 x 3,0 x 0,83 мм с 8 выводами. Особенности LSM6DSO32: Потребление 0,55 мА при одновременной работе акселерометра и гироскопа; Встроенный буфер FIFO на 9 кбайт; Шкала измерения ускорения +-4/+-8/+-16/+-32 g; Шкала измерения угловой скорости +-125/+-250/+-500/+-1000/+-2000 dps; Частота выдачи данных до 6664 Гц (ODR); Напряжение питания: от 1,71 до 3,6 В; Независимое питание входа-выхода (1,62...3,6 В); Компактные размеры: 2,5 x 3,0 x 0,83 мм; Внешние интерфейсы - SPI / I?C & MIPI I3CSM; Функции шагомера, детектор движения и обнаружение наклона; Настраиваемый автомат обработки данных (FSM-машина состояний); Работа в режиме SensorHUB (подключение внешних датчиков); Внутренний датчик температуры.

Другие интересные новости:

▪ Неуязвимые дисплеи от LG

▪ Программируемый фотонный квантовый чип

▪ Глобальное потепление особенно сильно ударит по США

▪ Усилитель с самонастройкой для мобильных чипсетов

▪ Нужно спать не слишком жестко

Лента новостей науки и техники, новинок электроники

Интересные материалы Бесплатной технической библиотеки:

▪ раздел сайта Электрику. ПУЭ. Подборка статей

▪ статья Техника, промышленность, транспорт. Справочник кроссвордиста

▪ статья Откуда взялись оливки? Подробный ответ

▪ статья Слюногон лекарственный. Легенды, выращивание, способы применения

▪ статья Регулятор напряжения с фазоимпульсным управлением. Энциклопедия радиоэлектроники и электротехники

▪ статья Стабилизатор напряжения с малым минимальным падением напряжения. Энциклопедия радиоэлектроники и электротехники

Оставьте свой комментарий к этой статье:

All languages of this page

Arabic	Hebrew	Polish
Bengali	Hindi	Portuguese
Chinese	Italian	Spanish
English	Japanese	Turkish
French	Korean	Ukrainian
German	Malay	Vietnamese

Главная страница | Библиотека | Статьи | Карта сайта | Отзывы о сайте

www.diagram.com.ua
2000-2024