Расчет транзисторных усилителей. Энциклопедия радиоэлектроники и электротехники

Энциклопедия радиоэлектроники и электротехники / Начинающему радиолюбителю

 Комментарии к статье

Транзисторы, как только появились, быстро завоевали главенствующее место в усилительной технике, и причин тому несколько. Транзисторы не имеют нити накала, а значит, не требуют мощности на ее нагрев, прекрасно работают при низком питающем напряжении, хорошо согласуются с низкоомными нагрузками (например, динамическими головками громкоговорителей), долговечны и надежны. В отличие от ламп, характеристики транзисторов отличаются заметной нелинейностью, и в усилителях ее приходится снижать дополнительными мерами, например, введением отрицательной обратной связи (ООС).

Остановимся на расчете несколько более сложного, но зато наиболее распространенного усилителя мощности звуковых частот - УМЗЧ (рис. 51). Все транзисторы, используемые в усилителе, - кремниевые.

На транзисторах VT1 и VT2 собран по дифференциальной схеме входной каскад. Он реагирует только на разность напряжений, поданных на неинвертирующий и инвертирующий входы. Эта разность, в зависимости от полярности, закрывает один и открывает другой транзистор. Нагрузка R1 включена в коллекторную цепь транзистора VT1, но часть его коллекторного тока направляется в цепь базы транзистора предоконечного каскада VT3, обеспечивая смещение и подачу на него сигнала.

Оконечный каскад собран на транзисторах VT4 и VT5 по двухтактной схеме с последовательным включением транзисторов. Они работают в режиме класса АВ или даже В в зависимости от смещения, которое создается диодами VD1 и VD2. Усилитель нагружен на динамическую головку ВА1, включенную без разделительного конденсатора, поскольку в режиме покоя напряжение на выходе усилителя практически равно нулю.

Питается усилитель от двуполярного источника (рис. 52) с одинаковыми выходными напряжениями. Схемы усилителя и источника питания предельно просты, но тем не менее собранная по ним конструкция вполне работоспособна и может обеспечить неплохие параметры.

Дальнейшие усовершенствования сводятся к установке транзисторных генераторов тока вместо резисторов, стабилизаторов напряжения в источнике питания, включению эмиттерных повторителей между отдельными каскадами - вариации на эту тему бесконечны, и интересующиеся схемотехникой УМЗЧ изучат их сами, по другим публикациям. Мы же перейдем к расчету простейшей схемы.

Усилитель (рис. 51) представляет собой не что иное, как операционный усилитель (ОУ) в его простейшем виде. ОУ обладают рядом достоинств, обеспечивших им универсальное и самое широкое применение. Входное сопротивление и коэффициент усиления идеального ОУ бесконечны, выходное сопротивление равно нулю. Идеальный ОУ реагирует только на разность напряжений на его входах. Это означает, что одновременное (синфазное) изменение напряжения на входах не приводит к появлению выходного сигнала.

Наш ОУ далек от идеального: его входное сопротивление составляет десятки килоом, коэффициент усиления - несколько тысяч, а подавление синфазной компоненты входного сигнала не превосходит 20...40 дБ. Тем не менее включается и работает он так же, как идеальный ОУ (рис. 53).

Входной сигнал подается через разделительный конденсатор С4 на неинвертирующии вход DA1 (то, что в треугольнике, соответствует схеме рис. 51, но может быть и другим ОУ с мощным выходом, например, К157УД1, К174УН11 и т.д.). Резистор R4 устанавливает нулевой потенциал на входе.

Без отрицательной обратной связи, снижающей усиление и одновременно нелинейные искажения, а также расширяющей полосу усиливаемых частот, ОУ работать не может. ООС подается с выхода усилителя на инвертирующий вход через резистор R6. На постоянном токе и нижних частотах цепочка C5R5 никакой роли не играет, поэтому глубина ООС - 100 %. Это значит, что потенциалы на выходе и на инвертирующем входе также нулевые. Действительно, малейшее отклонение потенциала выхода, например, в положительную сторону, будет передано на инвертирующий вход через резистор R6, усилено и приведет к понижению потенциала выхода, компенсируя первоначальное отклонение.

Иное дело на переменном токе 3Ч - в цепи ООС работает делитель R6R5, и на инвертирующий вход передается только часть переменного выходного напряжения, равная UвыxR5/(R5 + R6). Напряжения на входах практически равны (не забудем, что коэффициент усиления ОУ - тысячи), поэтому формула для коэффициента усиления будет такой:

K = Uвыx/UBX=1 + R6/R5.

Реактивное сопротивление конденсатора на нижней частоте полосы пропускания усилителя fH должно быть меньше сопротивления резистора R5, поэтому

С5≥ 1/2πfHR5.

Чтобы закончить расчет элементов схемы рис. 53, нам осталось выбрать сопротивления резисторов R4 и R6. Их целесообразно взять одинаковыми, тогда одинаковые входные токи ОУ, проходя через эти резисторы, вызовут и одинаковые падения напряжения. Разность напряжений на входах останется нулевой. Тем не менее эти падения напряжения не должны быть большими, разумно ограничить их на уровне 50... 100 мВ. Следовательно,

R4 = R6 = (0,05...0,1 )/iвх.

Например, при iвх = 1 мкА сопротивления резисторов получаются равными 50... 100 кОм.

Перейдем теперь к расчету внутренних элементов ОУ (см. рис. 51). Ток входных транзисторов VT1 и VT2 (он одинаков) составляет

i1 = i2 · h21э

где h21э - статический коэффициент передачи тока входных транзисторов в схеме с общим эмиттером (он тоже должен быть по возможности одинаковым). Суммарный ток транзисторов проходит через резистор R2, и падение напряжения на нем должно быть на 0,5 В (пороговое напряжение открывания транзисторов) меньше напряжения источника питания Еn. Отсюда

R2 = (En-0,5)/2i1

При h21э = 100 и iвх = 1 мкА ток каждого входного транзистора составит 0,1 мА, а сопротивление резистора R2 при Еn = 6 В - 27 кОм. Ток i, должен создавать на резисторе R1 падение напряжения, достаточное для открывания транзистора VT3, т.е. не менее 0,5 В. Следовательно, сопротивление резистора R1 должно составлять

R1 =0,5/i1

В нашем примере R1 = 5 кОм. Если его выбрать больше, то значительная часть тока i, будет направлена в базу транзистора предоконечного каскада VT3. Это можно допустить при условии

где i3 - коллекторный ток транзистора VT3; h21ЭЗ - его коэффициент передачи тока. Ток i3 определится при дальнейшем расчете.

Далее можно приступить к расчету предоконечного и оконечного каскадов, причем начать лучше с последнего, поскольку режим первого во многом им и определяется. Здесь понадобятся коллекторные характеристики мощных выходных транзисторов, показанные на рис. 54 и приводимые в справочниках.

Предполагается, что транзисторы VT4 и VT5 имеют одинаковые характеристики, различаясь лишь структурой. Подобные пары комплементарных транзисторов выпускаются промышленностью (примеры: КТ315 и КТ361, КТ815 и КТ814, КТ819 и КТ818 с различными буквенными индексами). Характеристики показывают зависимость коллекторного тока от мгновенного напряжения на коллекторе при различных токах базы.

На графике штриховыми линиями показана область допустимых режимов коллекторной цепи: сверху она ограничена максимальным током коллектора, справа - максимально допустимым коллекторным напряжением, в средней же части - максимально допустимой мощностью рассеяния транзистора, исчисляемой как произведение коллекторного тока на напряжение. Нагрузочная прямая нигде не должна пересекать границ допустимых режимов.

Как уже упоминалось, транзисторы VT4 и VT5 работают в режиме, близком к классу В. Это значит, что при отсутствии сигнала напряжение на транзисторе равно Еп, а ток близок к нулю (правая часть нагрузочной прямой). На положительной полуволне сигнала открывается верхний по схеме транзистор (VT4), на отрицательной - нижний (VT5). Поскольку процессы полностью симметричны, рассмотрим работу верхнего транзистора.

По мере его открывания коллекторный ток растет, а напряжение коллектор-эмиттер падает, поскольку положительная полуволна напряжения выделяется на нагрузке - головке ВА1. Перемещаясь вдоль нагрузочной прямой влево и вверх, по коллекторным характеристикам определяем iк max и Uк min показанные на рис. 54. Если характеристик нет, то ток iк max берется несколько меньше максимально допустимого тока коллектора, а под Uк min подразумевается напряжение насыщения коллектор-эмиттер (падение напряжения на транзисторе, когда он полностью открыт).

Знание последних двух параметров позволяет сосчитать мощность, отдаваемую усилителем. Действительно, размах (амплитуда) переменного напряжения ЗЧ на нагрузке составит En - Uк min, а амплитуда тока - iк max. Мощность составит

Р = (Еn - Uк min )iк max /2.

На практике часто именно с этого и начинают расчет - задавшись выходной мощностью, определяют напряжение питания Еn и подбирают тип выходных транзисторов, обеспечивающих нужный максимальный ток и соответствующих по предельно допустимым параметрам (рис. 54). При этом следует еще иметь в виду, что коллекторное напряжение закрытого транзистора может достигать почти 2Еn - предельно допустимое значение напряжения коллектор-эмиттер выбранных транзисторов должно быть не меньше 2Еn.

Зная коэффициент передачи тока (в режиме большого сигнала) выходных транзисторов h21э4 и h21э5 (опять желательно, чтобы они были одинаковыми), находят максимальный ток базы

iб4 = iк max/h21э4

Ток коллектора предоконечного каскада (напомним, что в отличие от выходных транзисторов он работает в классе А) должен быть существенно больше iб4. Здесь выявляются недостатки простейшей схемы (см. рис. 51). Дело в том, что на положительной полуволне сигнала открывается транзистор VT3 и его увеличивающийся ток открывает выходной транзистор VT4. Эти процессы происходят достаточно хорошо. Но на отрицательной полуволне сигнала должен открываться транзистор VT5, а его максимальный ток базы определяется резистором R3, причем напряжение на этом резисторе на пике отрицательной полуволны получается даже меньше Uк min! Вот почему приходится задавать большой ток коллектора предоконечного каскада i3 в 10.. .20 раз больше iб4, а сопротивление резистора R3 подсчитывать по форомуле

R3 = En/i3.

Разумеется, это невыгодно - приходится ставить в предоконечный каскад довольно мощный транзистор, да и экономичность всего усилителя снижается. Исправляют ситуацию следующие меры: увеличение коэффициента передачи тока выходных транзисторов (установка составных транзисторов, двух или хотя бы одного на месте VT5), использование вместо резистора R3 транзисторного генератора тока, включение "вольтодобавки". В последнем случае резистор R3 составляют из двух последовательно включенных резисторов, а их среднюю точку соединяют через конденсатор большой емкости с выходом усилителя. Возникшая местная положительная обратная связь и способствует лучшему открыванию транзистора VT5.

Последняя, оставшаяся не рассмотренной, деталь усилителя - конденсатор С1, корректирующий АЧХ в области высших частот. Его емкость обычно невелика - десятки пикофарад. Подробнее о нем будет сказано в следующем разделе.

Вопрос для самопроверки. Рассчитайте УМЗЧ со следующими параметрами, входное напряжение - 0,1 В, напряжение питания - ±6,3 В, сопротивление нагрузки - 4 Ом, полоса воспроизводимых частот - 50 Гц ... 12,5 кГц. Выберите тип транзисторов. Определите максимальную выходную мощность на синусоидальном сигнале.

Ответ. Начнем с последнего - рассчитаем выходной каскад в режиме максимальной отдаваемой мощности. Положив остаточное напряжение на коллекторе открытого выходного транзистора U_{k min} = 0,3 В, получаем амплитуду переменной составляющей ЗЧ на выходе Um = 6 В. Тогда максимальное значение тока через транзистор составит l_m= U_m/R_H = 6 В/4 Ом -= 1,5 А. Выходная мощность на синусоидальном сигнале составит Р = = U_mI_m/2 = 4,5 Вт. Среднее значение тока косинусоидальных импульсов через выходные транзисторы составляет 0,32l_m (0,32 - это нулевой коэффициент разложения импульса на гармонические составляющие). Итак, l₀ = 0,32 l_m = 0,5 А. Сюда надо добавить еще ток покоя I_пок выходных транзисторов порядка 0,05 А.

Теперь находим потребляемую усилителем мощность Р₀ = 2Е_n(I₀ + I_пок)= 7 Вт. Как видим, КПД усилителя в режиме максимальной мощности составит лишь Р/Р₀ = 4,5 Вт/7 Вт = 0,64 или 64 %. При меньших мощностях КПД окажется еще меньше. На каждом из выходных транзисторов будет рассеиваться мощность (Р₀ - Р)/2 = 1,25 Вт. Неплохой выбор транзисторов - комплементарная пара KT816, KT817 (с любыми буквенными индексами). Их параметры удовлетворяют нашим условиям со значительным запасом.

Усиление предварительных каскадов по напряжению должно составить как минимум 6,3 В/0,1 В = 63. Один транзисторный каскад, учитывая нагрузку на низкий входной импеданс мощных транзисторов, такого усиления не обеспечит, следовательно, необходимо по меньшей мере два каскада. Рекомендуются схемы рис. 51-53. Избыток усиления гасится введением ООС (рис. 53) с отношением сопротивлений R6/R5 примерно 60...70.

Автор: В.Поляков, г.Москва

Смотрите другие статьи раздела Начинающему радиолюбителю.

Читайте и пишите полезные комментарии к этой статье.

<< Назад

Последние новости науки и техники, новинки электроники:

Микропластик в атмосфере - скрытый ускоритель глобального потепления 31.05.2026

Микропластик уже давно признан одним из самых масштабных загрязнителей планеты. Он проникает в океаны, почву, организмы животных и даже в тело человека. Однако до недавнего времени мало кто задумывался о его влиянии на климатические процессы. Новое исследование показало, что микро- и нанопластик в атмосфере способен поглощать тепло, тем самым внося дополнительный вклад в глобальное потепление. Ученые обнаружили, что воздействие пластиковых частиц на климат зависит от их цвета. Светлые частицы отражают солнечный свет и способствуют некоторому охлаждению, в то время как более темные - активно поглощают тепло и излучение. Со временем пластик в атмосфере темнеет под воздействием ультрафиолета, что усиливает его согревающий эффект. Этот процесс напоминает пожелтение пластиковых парковочных талонов, оставленных на солнце. Соавтор исследования, заслуженный профессор наук о Земле в Университете Дьюка Дрю Шинделл отметил, что влияние микропластика на изменение климата пока относительно не ...>>

Универсальный бытовой робот-гуманоид GigaAI SeeLight S1 31.05.2026

Развитие робототехники постепенно переносит сложные машины из промышленных цехов прямо в повседневную жизнь людей. Китайская компания GigaAI сделала важный шаг в этом направлении, представив SeeLight S1 - первую в стране модель универсального бытового робота-гуманоида. Эта разработка призвана взять на себя рутинные домашние дела и стать настоящим помощником в повседневной жизни. Уже в конце текущего месяца сотня роботов SeeLight S1 начнет проходить испытания в специализированном жилом комплексе, предназначенном для работников высокотехнологичных отраслей. По словам генерального директора GigaAI Чжу Чжэна, в первой половине 2027 года роботы будут переданы для бесплатного тестирования обычным семьям в Ухане - столице провинции Хубэй. Такой подход позволит собрать реальные данные о работе устройства в домашних условиях. В демонстрационном видео робот, передвигающийся на колесах, уверенно справляется с множеством бытовых задач. Он нарезает овощи, жарит яйца, загружает стиральную маши ...>>

Вкусовые пристрастия формируются еще в утробе 30.05.2026

Предпочтения человека к еде закладываются задолго до первого прикорма. Современная наука подтверждает, что ребенок начинает знакомиться с ароматами и вкусами пищи еще до рождения, через околоплодные воды. Новое международное исследование показало, что регулярное потребление определенных продуктов беременной женщиной может формировать долгосрочные пищевые предпочтения у ребенка, сохраняющиеся даже спустя годы после появления на свет. Ученые из университетов Великобритании, Франции и Нидерландов провели эксперимент с участием беременных женщин. Одной группе будущих мам давали капсулы с порошком капусты кейл, другой - с порошком моркови. Реакцию детей на эти запахи проверяли в три этапа: сначала в утробе матери с помощью 4D-УЗИ на поздних сроках беременности, затем в возрасте трех месяцев и, наконец, когда детям исполнилось три года. Результаты оказались весьма убедительными. Дети женщин, принимавших порошок кейла, положительно реагировали на запах этой капусты, но негативно - на ар ...>>

Случайная новость из Архива Гибридные смарт-карты вместо загранпаспартов 29.12.2014 Рост туристических потоков между государствами в ближайшие четыре года приведет к активизации рынка электронных загранпаспортов и виз, считают в TechNavio. Электронные загранпаспорта и визы используются для установления личности человека, пересекающего границу. Как правило, информация о личности хранится на чипе смарт-карты и включает в себя уникальный идентификационный номер и цифровую подпись. Данные, хранящиеся на чипе, защищаются ключом PKI, при помощи которого производится аутентификация, что сильно снижает вероятность подделки паспорта. Для этой же цели на чипе хранятся биометрические данные владельца - цифровое фото и отпечаток пальца или изображение радужки глаза. Среднегодовой прирост рынка е-загранпаспортов и е-виз с 2015 по 2019 г. составит 30,17%. Чем больше людей путешествуют за границу в деловые и туристические поездки, тем больше становится потребность в эффективном контроле границ. Для того чтобы повысить безопасность туристов и снизить риск террористических атак, Международная организация гражданской авиации (ICAO) обязала своих членов внедрять электронные загранпаспорта, напоминают аналитики. Это не в последнюю очередь влияет на темпы роста рынка. Основным трендом на глобальном рынке е-загранпаспортов станет популяризация гибридных (контактно-бесконтактных) смарт-карт, утверждают эксперты. Гибридные карты позволяют передавать одну и ту же хранимую информацию по различным интерфейсам, тем самым интегрируясь с разными видами считывателей и систем обработки паспортных данных. Это избавляет от необходимости вводить несколько разных карт для разных типов документов и обеспечивает простоту взаимодействия карты с системами контроля границ различных государств. Основными поставщиками е-загранпаспортов и виз, в том числе с гибридным интерфейсом, станут гиганты рынка смарт-карт - Gemalto, Giesecke and Devrient, Morpho и Oberthur Technologies. Также успехов на этом поприще добьются такие вендоры как 4G Identity Solutions, ASK, CardLogic, DataCard, Eastcompeace, HID Global, Infineon Technologies, IRIS и Muhlbauer Group. Кроме того, по словам Файзала Гауса (Faisal Ghaus), вице-президента TechNavio, особой ценностью будут обладать гибридные смарт-карты семейства MIFARE от NXP Semiconductors. Этот продукт, по мнению аналитиков, станет лидером на рынке гибридные е-загранпаспортов. "Карты MIFARE обладают функциональностью, которая повышает скорость транзакций, поддерживают продвинутые технологии защиты данных, надежны, просты в использовании, и мы ожидаем, что именно они будут двигать рынок электронных загранпаспортов и виз в ближайшие годы", - заявил он.

Другие интересные новости:

▪ Электронный чип из кожицы грибов

▪ Топливные элементы станут дешевле

▪ Найден чертеж Вавилонской башни

▪ Чип, определяющий количество алкоголя в крови

▪ Новый анализатор спектра модели

Лента новостей науки и техники, новинок электроники

Интересные материалы Бесплатной технической библиотеки:

▪ раздел сайта Справочные материалы. Подборка статей

▪ статья Как работает формат DVD. Искусство видео

▪ статья Что такое Гольфстрим? Подробный ответ

▪ статья Наперстянка шерстистая. Легенды, выращивание, способы применения

▪ статья Система заземления TT. Энциклопедия радиоэлектроники и электротехники

▪ статья Регуляторы вращения двигателей переменного тока. Энциклопедия радиоэлектроники и электротехники

[an error occurred while processing this directive] Оставьте свой комментарий к этой статье:

www.diagram.com.ua
2000-2026